D級GaNおよびSiC MOSFETアンプのデッドタイムの最適化

GaN(TPH3206PSB)ととSiC(C3M0280090D)の

両方でハードスイッチングのD級アンプを試作した結果得られた、

デバイスの特性の違いやD級アンプでの設計の考慮点をまとめておきます。

 

なお、参考資料としては次の2つがわかりやすいです。

Dead-Time Optimization for Maximum Efficiency

SiC MOSFET:ゲートドライブの最適化

 

まず、デッドタイム24nsでしばらく動作させたGaN MOSFETアンプの状況です。

基板右側中央のゲートドライバ(Si8244)周辺の

アクロスザラインのスナバ抵抗(4.7Ω 1W)、

ブートストラップダイオード(1N4148)の電流制限抵抗(4.7Ω 1/4W)、

ゲート抵抗(4.7Ω 1/4W)およびその周辺の基板のレジストが

変色しているのがわかります。

 

また、ブートストラップダイオードの故障も発生しました。

これは、GaNをハードスイッチングで使用すると、

非常に大きなdi/dtによって、

ドレインソース間電圧が増大することに起因しているようです。

 

対策としては、アクロスザラインのスナバは抵抗なしの

0.1uF 250V X7R MLCCに変更して、

電流制限抵抗とゲート抵抗は10Ω 1/4Wに変更しました。

 

また、デッドタイムを200nsに伸ばして、

アイドル時はZVS動作をさせるように設定しました。

 

SiC MOSFETアンプは内部ゲート抵抗が26Ωと大きく、

ハードスイッチングに伴うオーバーシュートも小さいようで、

基板に問題は発生していませんが、

アクロスザラインのスナバは0.1uFに変更しました。

また、デッドタイムも120nsに伸ばして、

ZVS動作をさせるように設定しました。

 

SiCはゲート電圧(Vgs)0Vではゲート電荷(Qg)が1nC残るため、

アイドル時のオフセット電圧が4mV程度残ります。

これに対して、GaNではほぼ0mV程度となっています。

 

ZVS動作にすることによって、

ヒートシンクの発熱がほぼなくなるのと、

アイドル時のハードスイッチングで発生していた

ノイズとオフセット電圧が減少します。

また、効率の増大(消費電力の低下)によって、

電源レールの電圧も上昇します。

 

自励発振式のD級アンプの場合、

PWMのデューティ比に応じて、

ハードスイッチングを伴う部分的なZVS動作を行うため、

効率とノイズ特性では良好な結果が得られます。

 

平滑コンデンサの分割によるSiC SBD正負電源のリップルノイズ対策

平滑コンデンサを分割(Split Reservoir Capacitor)して整流平滑後にLPFを構成することにより、

商用電源の整流後のリップルノイズ(100Hzのハムノイズ)を12dB下げる

SiC SBD電源を試作しました。

主回路はSCS310AP x8, 6,800uF, 50V x8, 0.47Ω 10Wx2で構成しています。

2段目の1次CR LPFのコーナー周波数(fc)は

fc=1/(2*Pi*13,600E-6*0.47)=25Hz

となって、

-6dB/Octで減衰するため

リップルノイズへの効果としては

-12dB@100Hzとなります。

 

LT Spiceによるシミュレーション回路はこちら。

赤が1段目(平滑後)、緑が2段目(LPF通過後)の過渡解析による電圧波形です。

PCBのレイアウトはこちら。

1段目と2段目のグラウンドを分割する必要があるので、

グランド面のベタパターンにもスリットを入れています。

こちらは底面のベタパターンです。

パワーアンプの電源のリップルノイズは

能率の低いスピーカーでは気になりませんが、

静かな部屋で高能率のスピーカーでならす場合は耳に付きます。

 

パワーアンプの電源は大電流を扱うため、

リニアレギュレータによるアプローチは熱損失の対策が大きくなります。

 

また、スイッチング電源によるアプローチは

スイッチングノイズの対策が必要になります。

 

TPH3206PSBによるD級GaN MOSFETアンプの試作

TPH3206PSBを用いてD級GaN MOSFETアンプを試作しました。

基板と定数はC3M0280090DによるD級SiC MOSFETアンプと同じです。

TPH3206PSBはピン配置がGSDで、

ソースタブからケルビン接続を行っています。

LT Spiceシミュレーションによると、自励発振周波数は3MHz程度となっています。

アイドル時の出力オフセット電圧の実測値は、ほぼ0mVなので、

スイッチングノイズはC3M0280090D(実測Vos=10mV程度で信号線への放射ノイズからの影響が大きい)

よりも少ないようです。

TPH3206PSB(GaN)の音質は、C3M0280090D(SiC)よりも、緻密でおとなしい感じです。

 

 

C3M0280090DによるD級SiC MOSFETアンプの試作

C3M0280090DによるD級SiC MOSFETアンプを試作しました。

主回路には、

スイッチングMOSFETにC3M0280090D,

ゲートドライバにSi8244,

コンパレータにLT1016,

積分器にLT1122,

をそれぞれ用いて、

出力は100W(8Ω),

ゲインは30倍,

ゲート抵抗は4.7Ω,

デッドタイムは24ns,

アイドル時の自励発振周波数は3.19MHz/3.23MHzとしています。

 

また、保護回路には、

電流検出にLT1990,

コンパレータにLM339,

を用いて、

UVPとOCPを実装しています。

 

肝心の音の方は、

DSDの音を直接スピーカーで聴いているような感じで、

ソースの音がそのまま出てきます。

 

スイッチングMOSFETの発熱も少ないので、

通常の音量であれば、

ヒートシンクも温かくなる程度です。

 

LT1363のフィードフォワードによるLT1166の位相補償

まず、LT1166のデータシートから位相補償に関する部分を引用します。

 

周波数補償および安定性

 

入力相互コンダクタンスは入力抵抗RINと

32:1電流ミラーQ3/Q4およびQ5/Q6によって設定されます。

抵抗R1およびR2はRINの値と比較して小さくなります。

RINの電流はQ4またはQ6の電流の32倍になり、

外部補償コンデンサCEXT1とCEXT2をドライブします。

これら2つの入力信号経路が並列になって、

下記の相互コンダクタンスを与えます。

gm=16/RIN

 

利得バンド幅は以下のとおりです。

GBW = 16/2π(RIN)(CEXT)

出力デバイスの速度に応じて、

標準値はRIN=4.3k、CEXT1=CEXT2=500pFであり、

1.2MHzの-3dBバンド幅が得られます(標準性能特性曲線を参照)。

 

不安定動作を回避するには、

図1に示すとおり優れた電源バイパスを実現することが重要です。

大容量電源バイパス・コンデンサ(220μF)を使用し、

電源リードを短くすれば、これらの高電流レベルでの不安定性を解消できます。

 

出力デバイスのゲートと直列に100Ω抵抗(R2およびR3)を接続すれば、

図1の100Ω抵抗R1およびR4と同様に、

100MHz領域での発振が停止します

 

次に、100Wオーディオパワーアンプに関する部分を引用します。

100Wオーディオ・パワー・アンプ

低歪みオーディオ・アンプの詳細を図19に示します。

CMRR特性が優れている理由からLT1360(U1という名前
が付けられている)が選択され、

サスペンデッド電源モードにて-26.5V/Vの閉ループ利得で動作します。

U1の±15V電源は、D点の出力で効果的にブートストラップされ、

図14に示すとおり構成されます。

VINに3VP-P信号が入力されると、

A点では出力に80VPPの信号が現れます。

抵抗7~10は、U1の利得を-26.5V/Vに設定し、

C1はU1のCMRRで生成される追加極を補償します。

 

回路の残りの部分(A点からD点)は、

超低歪みのユニティ・ゲイン・バッファになります。
ユニティ・ゲイン・バッファの主要部品は

U4(LT1166)です。

このコントローラには2つの重要な機能があります。

すなわち、R20とR21の電圧積を一定に維持しながら、

M1とM2のゲート間のDC電圧を変化させること。

そして、電流制限を行って、

短絡時にM1とM2を保護することです。

U3の役割は、M1とM2のゲートをドライブすることです。

このアンプの実際の出力は、

一見したところ考えられる点Cではなく電源ピンです。

R6を流れる電流を使用して電源電流を変調し、

VTOPおよびVBOTTOMをドライブします。

 

U3の出力インピーダンス
(電源ピンを通した)は非常に高いため、

20kHzでの歪みを非常に低く抑えるのに必要な速度と精度で

M1およびM2の容量性入力をドライブすることはできません。

 

U2の目的は、低出力インピーダンスを通して、

M1およびM2のゲート容量をドライブし、

M1およびM2の相互コンダクタンスの非直線性を低減することです。

R24とC4は、U2がU3とU4を管理しなくなるが、

利得が1になると自身を管理するような周波数よりも

高い周波数を設定します。

R1/R2とC2/C3はCMRRフィードスルーに対する補償部品です。

 

位相補償に関しては、

C1でドミナントポール

R5とC5でポールスプリッティング

R24とC4でフィードフォワード

それぞれ調整できます。

制御の観点からは、こちらが参考になります。

Internal and External Op-Amp Compensation:A Control-Centric Tutorial

 

次に、SiC MOSFETアンプにおける、

C1=10p, R5=510, C5=3300p, C4=22p, R24={2.4k, 4.7k}

でのLT SpiceによるAC解析の結果を示します。

R24=2.4kの時は、

U3の位相がどんどん遅れてしまうことがわかります。

R24=4.7kの時は、

U2, U3, U4のユニティゲイン(0dB, 1.3MHz)での

位相が90degと十分な位相余裕を確保できます。

 

試作機では大音量で安定性の問題が起きたので、

大容量電源バイパス・コンデンサ

C13/C15を22uFから470uFに増やしました。

また、ドライバ段のベースストッパーは100Ωに戻して、

ドライバ段(MJE15032/MJE15033)はIq=70mA、

出力段(C3M0280090D)はIq=200mAに

それぞれ設定しています。

エージングが進むにつれて、

音はますます魅力的になっています。

 

LT1360のV/I変換によるシャント・レギュレータ駆動LT1166の位相補償

C3M0280090DによるSiC MOSFETアンプで使用している、

LT1360のV/I変換によるシャント・レギュレータ駆動LT1166の

位相補償についてまとめておきます。

 

まず、ポイントとなる図と説明をLT1166およびLT1360のデータシートから引用します。

 

シャント・レギュレータのドライブ

入力相互コンダクタンス段をドライブせずに、シャン
ト・レギュレータを直接電流ドライブすることができま
す。この方法には速度が向上する利点があり、gm段を
補償する必要がなくなります。ピン2をフロートさせる
と、LT1166を帰還ループの内側に置き、バイアス電流
源を通してドライブすることができます。入力相互コン
ダクタンス段はバイアスされたままで、回路動作に影響
を与えることはありません。図7のRLを使用すれば、入
力信号でオペアンプの電源電流を変調することができま
す。このオペアンプは、電源リードを電流源出力とする
V/Iコンバータとして機能します。負荷抵抗とオペアン
プの正入力は、LT1166の出力に接続され、AV=1V/Vと
するために帰還されます。コンデンサCFはITOPと
IBOTTOM間の不整合による出力VOSをなくし、DCにポー
ルを形成し、1/RFCFにゼロを形成します。MOSFETの位
相がループの安定性を低下させる前に、オペアンプの利
得が-1V/Vとなるようにゼロ周波数を選択します。

Circuit Operation
The LT1360 circuit topology is a true voltage feedback
amplifier that has the slewing behavior of a current feedback
amplifier. The operation of the circuit can be understood
by referring to the simplified schematic. The inputs
are buffered by complementary NPN and PNP emitter
followers which drive a 500W resistor. The input voltage
appears across the resistor generating currents which are
mirrored into the high impedance node. Complementary
followers form an output stage which buffers the gain
node from the load. The bandwidth is set by the input
resistor and the capacitance on the high impedance node.
The slew rate is determined by the current available to
charge the gain node capacitance. This current is the
differential input voltage divided by R1, so the slew rate is
proportional to the input. Highest slew rates are therefore
seen in the lowest gain configurations. For example, a 10V
output step in a gain of 10 has only a 1V input step,
whereas the same output step in unity gain has a 10 times
greater input step. The curve of Slew Rate vs Input Level
illustrates this relationship. The LT1360 is tested for slew
rate in a gain of –2 so higher slew rates can be expected
in gains of 1 and –1, and lower slew rates in higher gain
configurations.
The RC network across the output stage is bootstrapped
when the amplifier is driving a light or moderate load and
has no effect under normal operation. When driving a
capacitive load (or a low value resistive load) the network
is incompletely bootstrapped and adds to the compensation
at the high impedance node. The added capacitance
slows down the amplifier which improves the phase
margin by moving the unity-gain frequency away from the
pole formed by the output impedance and the capacitive
load. The zero created by the RC combination adds phase
to ensure that even for very large load capacitances, the
total phase lag can never exceed 180 degrees (zero phase
margin) and the amplifier remains stable.

LT1166のシャントレギュレータのドライブの説明によると、

コンデンサCFはITOPとIBOTTOM間の不整合による出力VOSをなくし、

DCにポールを形成し、1/RFCFにゼロを形成します。

MOSFETの位相がループの安定性を低下させる前に、

オペアンプの利得が-1V/Vとなるようにゼロ周波数を選択します。

とあるので、

ゼロ周波数で位相補償できることがわかります。

また、DCのポールはCFで決定されるので、

ゼロ周波数はRFで決定することにします。

 

また、LT1360の回路動作の説明によると、

The slew rate is determined by the current available to charge the gain node capacitance.

This current is the differential input voltage divided by R1,

so the slew rate is proportional to the input.

Highest slew rates are therefore seen in the lowest gain configurations.

For example, a 10V output step in a gain of 10 has only a 1V input step,
whereas the same output step in unity gain has a 10 times greater input step.

The curve of Slew Rate vs Input Level illustrates this relationship.

とあるので、

RFを小さくすると、

ゼロ周波数とスルーレートが

それぞれ大きくなることがわかります。

 

LT SPICEによるシミュレーションと試作による確認で、

最終的なLT1360の定数は、

RL=150Ω, Rin=1kΩ, RF=510Ω, CF=3300pFとしました。

緑が位相補償調整後(RF=510Ω),

青が位相補償調整前(RF=3.3K)のLT1360の出力です。

 

位相補償調整後は、

位相余裕=85deg、

ゲイン余裕=9.9dBと十分な値となっています。

 

データシートに基づくトロイダルトランスのSPICEモデル作成

トロイダルトランスの電源投入時や短絡時の突入電流の評価を

SPICEシミュレーションするために、

モデルパラメータをデータシートから作成する方法を検討します。

 

nuvotem Toroidal Transformer, 300VA, 115Vx2, 35Vx2(RS Part No. 257-5231)をターゲットにします。

 

LT SPICEにおけるトランスのモデルはこちらの記事のように複数のインダクター(L)と結合定数(K)で定義できます。

LTspice: Simple Steps for Simulating Transformers

 

また、インダクターのパラメータとしては、インダクタンスと直列抵抗が必要です。

トランスのデータシートには、直列抵抗(Primary 2.4Ω, Secondary 0.3010Ω)は載っていますが、

インダクタンスは載っていないため、パラメータの推定が必要です。

 

トロイダルコイルのモデルはこちらを参照します。

第2章 トランスフォーマーの基礎

2-1 インダクタンスの基礎

(c) トロイダルコイル

図2-3 トロイダルコイル

式(2.1.9)に、

データシートから読み取れる寸法(a=40mm(推定), b=58mm, 2r=115-40=75mm、

コアを鉄と仮定した透磁率(μ0μ=6.3xE-3)、

仮定の巻き数(N=100)をそれぞれ代入すると、

L=(6.3xE-3×100^2x40xE-3x58xE-3)/(75xE-3×3.14)=620mHとなります。

一方、Lは電圧の自乗(Primary 115V, Secondary(No Load) 37.88V)に比例するので、

Lp=115^2=13225xConst(mH)

Ls=37.88^2=1435xConst(mH)

 

また、L=2x(Lp+Ls)なので、

Const=620/(2x(13225+1435))=2.11E-2となります。

したがって、

Lp=13225×2.11E-2=279 mH

Ls=1435×2.11E-2=30.3 mH

となります。

 

結合係数(K)は、

鉄損(1.59W)が無負荷時の2次側定格(2×37.88[V]x4.286[A]=324.7[W])に生じるとして、

K=1-1.59/324.7=0.995

となります。

 

結局、トランスの場合、

インダクタンスは1次側と2次側の比率が重要なので、

大体でよい場合は、

1次側電圧、2次側電圧をそれぞれ自乗して

100mH程度のオーダーになるようにスケールすれば十分です。

 

SiC SBD電源の整流用ダイオードの交換

壊れたSCS206AGIDH16G65C6に交換しました。

C3M0280090DによるAB級SiC MOSFETアンプ

で音を聴いていますが、

FDH038AN08A1による理想ダイオード正負電源の時と比べても

なかなかよい感じです。

 

性能的にはVfが低いため、

無負荷時+-44.9Vも出ます。

 

パワフルで見通しのよい音が、

楽しめます。

 

SiC SBDがオーディオアンプの電源に使いにくい理由

AB級SiC MOSFETアンプの試作中に、

電源の整流用SiC SBD(SCS206AG)が壊れる状況が発生しました。

8Ω, 100Wのオーディオアンプの負荷を想定して、

If=6Aで足りると考えていましたが、

想定外の状況では不十分のようです。

 

具体的には、ドライバBJT(2SC4883A/2SA1859A)のばらつきから恐らく

ゲート電圧が発振してしまい、

SiC MOSFET(C3M0280090D)が貫通電流によりショートした模様です。

 

その結果、負荷が電流検出抵抗(0.22Ω)のみになってしまい、

電圧降下が大きくなり、平滑用コンデンサが充電できずに、

SiC SBDに大きなピーク電流が繰り返し発生する状況になったため、

熱破壊に至ったと推測しています。

 

そこで、短絡状態の状況における電源回りの振る舞いを

SPICEシミュレーションで確認してみます。

 

回路図を示します。

SiC SBDのモデルはSCS315AHGです。

300VAのトランスの突入流電流防止用にNTCをつけてあります。

 

過渡解析の結果を示します。

緑がSiC SBDに流れる電流(Ifrm: 10ms sine halfwave 60A peak)、

赤がSiC SBDの熱損失(Pd: 150W peak)です。

 

60Aの過電流を許容できたとしても、

平均で50Wx8程度の放熱ができないと、

確実に熱破壊に至ると思われます。

 

これらの条件を踏まえて、

3つのSiC SBD(Rohm SCS315AHG, CREE C3D16065A, Infineon IDH16G65C6)の

データシートを比較します。

いずれもVr=650V, If=15A程度の製品ですが、

Qc, Vf, Ifrm, Pd, I2tはかなり違うことがわかります。

 

音質に関係するのはQcですが、

熱の発生はVf, 熱の放出はPd, 過電流への耐性はi2tが支配的です。

また、商用電源の整流用なので、

Ifrmは10ms(50Hz) sine halfwaveで見る必要があります。

 

これらの基準で選ぶとすると、

Infineon IDH16G65C6が良さそうです。

ただし、放熱板かヒートシンクは必須です。

CoolSiCとは、言い得て妙ですね。

 

AB級SiC MOSFETアンプのドライバBJTの交換

AB級(LT1166)SiC MOSFET(C3M0280090D)アンプの

ドライバBJTをMJE15032/MJE15033に交換しました。

 

交換前のドライバBJT(2SC4883A/2SA1859A)は、

コンプリメンタリとはいっても、

ftがそれぞれ120MHz/60MHzと大きく違うのと、

hfeのばらつき温度特性の影響か、

ベースストッパーが100Ωではノイズが出たり、

大音量では歪むようです。

 

そこで、ドライバBJTをMJE15032/MJE15033に変えてみたところ、

音が全く別次元といった感じに激変しました。

 

このあたりがオーディオの醍醐味というか、

回路やデータシートのパラメータは物理モデルの一部でしかないと

いうことですね。